КОМПАРАТОРЫ, СРАВНИВАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА, ОГРАНИЧИТЕЛИ

Базовым элементом большинства приборов автоматики явля­ются пороговое или сравнивающее устройство. Основой этих уст­ройств является усилитель с большим коэффициентом усиления и с ПОС. Выходной сигнал пороговых устройств может быть как переменным, так и постоянным. Устройства разрабатывают различ­ными способами с привлечением самых разнообразных элементов. Однако все они могут быть разделены на две основные группы. В схемах сравнения применяют линейные и нелинейные элементы. Линейные схемы сравнения выполняют на резисторах с ОУ. Усилитель увеличивает рассогласование сравниваемых сигналов. В момент равенства сигналов меняется полярность выходного сигнала усилителя. Линейные схемы сравнения, в частности с нуле­вым опорным уровнем, являются ограничителями исследуемого сиг­нала. В этих схемах входной сигнал преобразуется в сигнал релей­ного вида. Порог срабатывания может устанавливаться на любом уровне.

Нелинейные схемы сравнения имеют ПОС. При незначительном переходе исследуемым сигналом опорного уровня на выходе уси­лителя рассогласования возникает сигнал, который поступает на вход и увеличивает рассогласование. Эти схемы обладают большей чувствительностью, чем линейные. Однако нелинейные схемы из-за ПОС имеют характеристику гистерезисного типа.

Сравнивающие устройства, применяемые в качестве ограничите­лей, имеют ряд специфических особенностей. Эти устройства поз­воляют убрать паразитную AM высокочастотных колебаний при приеме ЧМ сигнала. Кроме того, их применяют при дискретных (цифровых) методах обработки. В этом случае гармонические ко­лебания преобразуются в импульсные сигналы.

Схемы включения ОУ, которые используются в устройствах, по­казаны в гл. 1.

1. ОГРАНИЧИТЕЛИ

Ограничитель на транзисторах в схеме с ОБ. Устройство (рис. 13.1) ограничивает входной сигнал по двум уровням (±1 В). Эти уровни задаются напряжениями в базах транзисторов. По­ложительный: уровень устанавливается на базе транзистора VT1, а отрицательный — на базе VT2. Когда входной сигнал превышает +1 В, открывается транзистор VT1 и через эмиттерную цепь ог­раничивается входной сигнал.
Внутреннее сопротивление этого ог­раничителя составляет 10 Ом.

                   Рис. 13.1                      Рис. 13.2

Индикатор нуля. На вход индикатора (рис. 13.2) подается си­нусоидальный сигнал с амплитудой больше 1 В. Частота входного сигнала может иметь значения от 0 до 100 кГц. На выходе инди­катора формируются отрицательные импульсы длительностью 50 мкс. Импульсы формируются в тот момент, когда входной сиг­нал проходит через нулевое зна­чение. Отрицательная полуволна входного сигнала через R1 пода­ется на эмиттер транзистора VT3 и открывает его. В это время тран­зистор VT2 находится в закрытом состоянии. Когда на входе суще­ствует положительная полуволна синусоидального сигнала, в откры­том состоянии находится тран­зистор VT1. Транзистор VT2 опять будет закрыт. И только в тот момент, когда оба транзистора VT1 и VT3 закрыты, открывается транзистор VT2. Этот момент наступает при переходе входного сиг­нала через нулевое значение. В индикаторе можно применить ин­тегральную микросхему К198НТ1.

Ограничитель на ОУ. Устройство (рис. 13.3) позволяет менять уровень ограничения сигнала. На Вход 1 подается переменный сиг­нал, а на Вход 2 — напряжение, соответствующее уровню ограни­чения. При задании нулевого порога на инвертирующем входе ОУ резистор R2 можно не ставить. Максимальная амплитуда входного сигнала 3 В. Ограничитель работает на частотах не более 1 МГц.



                   Рис. 13.3                                              Рис. 13.4



                                                          Рис. 135

Однополярный ограничитель. Входной сигнал (рис. 13.4) одно­временно поступает на два ОУ, но на разные по полярности входы. ПеЪвый усилитель ограничивает входной сигнал с уровня Е1, а вто-Р0и усилитель — с уровня Е2. Эти уровни можно в широких пре-Д£лах менять. В частном случае, когда £| = £2=0, ограничитель фиксирует момент перехода входного сигнала через нуль.

Двухуровневый компаратор. Приведенная на рис. 13.5, а схема включения сдвоенного компаратора позволяет выделить входной сигнал, лежащий между двумя уровнями.


Эти уровни могут регу­лироваться в широких пределах. Если входной сигнал меньше зна­чения ei, на выходе присутствует положительное напряжение. Ана­логичное напряжение будет и при превышении входным сигналом значения £2. В промежутке между уровнями ei и £2 на выходе бу­дет сигнал, близкий к нулевому. Аналогичную схему (рис. 13.5, б) можно построить на двух ОУ. Однако она будет значительно усту­пать по быстродействию интегральной микросхемы К521СА1.

Ограничитель на интегральной микросхеме К284ПУ1. В качест­ве усилителя в микросхеме (рис. 13.6, а) использован бескорпус­ный твердотельный ОУ типа К740УД1. Элементы коррекции раз­мещены внутри интегральной микросхемы. Амплитудно-частотная характеристика усилителя приведена на рис. 136, а. Коэффициент усиления равен (1,2 — 8)104. Напряжение смещения не превышает 7,5 мВ. Разность входных токов не превышает 0,5 мкА, а входные токи — 1,5 мкА. Максимальный входной синфазный сигнал равен 8 В. Максимальный дифференциальный входной сигнал +5 В, Входное сопротивление около 50 кОм. Коэффициент ослабления синфазного входного напряжения более 65 дБ. Температурный дрейф напряжения смещения 6 мкВ/град. Температурный дрейф разности входных токов 1,5 нА/град. Скорость нарастания выходно­го сигнала 1 В/мкс. В микросхеме введены два стабилитрона с на­пряжением стабилизации 10 В. Стабилитроны включены навстречу друг другу с дифференциальным сопротивлением 220 Ом и макси­мально допустимым током 2 мА.

На рис. 13.6, б приведена схема двухполярного ограничителя на основе К284ПУ1. Максимальная амплитуда выходного сигнала рас­считывается по формулам



где RВ = 143 кОм; Uд = 0,7 В — прямое падение напряжения на внут­реннем диоде.

На рис. 13.6, в, г показаны две схемы ограничителей входного сигнала положительной полярности, а на рис. 13.6, д, е — ограни­чители отрицательной полярности.



Рис. 136

Ограничитель с динамическим сопротивлением. Порог открыва­ния первого транзистора (рис. 13.7, а) устанавливается делителем R4, R6. В эмиттер включен транзистор VT3. Когда входное напря­жение превысит установленный порог, транзисторы VT1 и VT2 от­крываются и происходит лавинообразный процесс Коллекторный ток транзистора VT2 переводит транзистор VT3 в насыщение По­роговое напряжение уменьшается до нуля.


Через базовую цепь транзистора VT1 будет протекать большой ток, который переведет транзисторы VT1 и VT2 в насыщение. При уменьшении входного напряжения транзисторы VT1 и VT2 выходят из насыщения При малых токах транзистора VT2 увеличивается напряжение на кол­лекторе транзистора VT1. В результате схема возвращается в исходное состояние. Переходные характеристики ограничителя приве­дены на рис. 13.7, б.

Ограничитель базового тока. Ограничитель (рис. 138, а) охва­чен ПОС через резистор R3. За счет этого ограничитель имеет пе­редаточную характеристику гистерезисного типа. Ширину гистере-знсной петли можно регулировать резистором R1. С увеличением сопротивления этого резистора верхняя граница петли гистерезиса увеличивается. Нижняя граница не меняется при изменении сопро­тивления любых резисторов. Она определяется порогом открыва­ния транзистора VT1. Кроме того, на гистерезис влияет сопротив­ление резистора R4. При сопротивлении резистора R4, равном 3 кОм, меняется характер работы устройства, гистерезис исчезает. Ограничитель обладает большим коэффициентом усиления, в пер­вую очередь определенным сопротивлением резистора R2. На рис. 13.8, б приведены переходные характеристики ограничителя.



                                          Рис. 13.7

Ограничитель на ОУ со стабилизацией нуля. Для исключения временного и температурного дрейфа нуля ОУ в схему ограничите­ля (рис. 13.9) введены два транзистора. Выходные сигналы транзи­сторов объединяются и фильтруются с целью выделения постоянной составляющей. При подаче на вход гармонического сигнала на вы­ходе сбалансированного ОУ должен быть прямоугольный сигнал с равными положительными и отрицательными полупериодами. На выходе фильтра при этом постоянная составляющая будет отсутствовать. При разбалансе ограни­чителя возникает разница в дли­тельностях полупериодов. На вы­ходе фильтра выделяется посто­янная составляющая, которая из­меняет режим ОУ. Постоянная времени фильтра выбрана так, чтобы фильтр не пропускал со­ставляющие с частотами, кратны­ми частоте входного сигнала.


Дрейф нуля уменьшается до 10 мкВ за 1 ч. Включение коррек­тирующих элементов ОУ можно найти в гл. 1.



                                          Рис. 13.8                                                          Рис. 13.9

Ограничитель высокочастотных сигналов. Ограничитель сигналов с частотами до 5 МГц (рис. 13.10, а) можно построить на микро­схеме К228СА2 (рис. 13.10, б). Чувствительность схемы зависит от частоты (рис. 13.10, б). Ограничитель имеет парафазный выход. Максимальный уровень выходного напряжения не менее 2,8 В, а минимальный уровень — не более 0,4 В. Входной ток менее 40 мкА.



                                          Рис. 13.10

2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ФОРМЫ СИГНАЛА

Транзисторная схема триггера Шмитта. Триггер Шмитта (рис. 1311, а) является двухкаскадным усилителем с нелинейной ПОС. Когда на входе напряжение отсутствует, транзистор VT1 закрыт. На его коллекторе существует напряжение, которое откры­вает транзистор VT2. Эмиттерный ток транзистора VT2 создает падение -напряжения на сопротивлении R3, которое закрывает тран­зистор VT1. Если входное напряжение превысит напряжение в эмиттере, то транзистор VT1 откроется и перейдет в насыщение.



                                           Рис. 13.11

В результате потенциалы базы и эмиттера транзистора VT2 будут равны. Транзистор VT2 закроется. На выходе установится напря­жение, равное напряжению питания.

При уменьшении входного напряжения транзистор VT1 вы­ходит из режима насыщения. Наступает лавинообразный процесс. Эмиттерный ток транзистора VT2, создающий закрывающее на­пряжение на резисторе R3, ускоряет закрывание транзистора VT1. В результате триггер возвращается в исходное состояние. Основ­ные характеристики схемы показаны на рис. 13.11, б.



                                                          Рис. 13.12

Триггер Шмитта на ОУ. Здесь (рис. 13.12, а) в качестве порого­вого элемента используется ОУ с ПОС. Связь зависит от сопро­тивлений резисторов. Для простоты расчета основных характери­стик схемы можно принять R1 равным 10 Ом.


После того как бу­дут рассчитаны резисторы R2 и R3, можно все номиналы пропор­ционально умножить на коэффициент, который обеспечит подходящие сопротивления резисторов. Резисторы R2 и R3 рассчитываются по формулам



Однако сопротивления резисторов не должны превышать 1/10 вход­ного сопротивления ОУ. Эпюры входного и выходного напряже­ний приведены на рис. 13.12, б.



                                          Рис. 13.13

Гистерезисная пороговая схема на ОУ. Для выбора параметров схемы (рис. 13.13) следует предположить, что входное сопротивле­ние усилителя значительно больше сопротивлений применяемых резисторов, а выходное сопротивление значительно меньше сопро­тивления нагрузки. При равенстве E1=E2 можно написать Ei=E2= = R2Eн/(Rl+R2). Значение E2 определяется как E2=RA/(R3+Rt)Ea+ +R3/(R3+R4)EO. Приравнивая эти уравнения, получим EВ=



Нулевое напряжение смещения получается при условии R1R2/(R1+R2)=R3R4/(R3+R4). Напряже­ния, при которых схема переходит из одного состояния в другое, определяется из уравнений



С помощью этих выражений получим R4=R3(Eol — E02)/(U1 — U2).

Гистерезисные схемы на усилителе К284УД1. На рис. 13.14 при­ведены четыре схемы на ОУ К284УД1, которые имеют передаточ­ные характеристики гистерезисного вида. Основные параметры ха­рактеристик можно рассчитать по следующим формулам.

Для схемы рис.





Uсм — напряжение смещения микросхемы; E0, Emax, Emin, Uсм берутся с учетом знака.



                                          Рис. 13.15



                                          Рис. 13.16

Ограничитель с управляемыми порогами срабатывания. Усили­тель-ограничитель построен на трех ОУ (рис. 13.15) и создает вы­ходной сигнал, пропорциональный входному сигналу до тех пор, пока входной сигнал находится между уровнями ограничения. По­роги ограничения устанавливаются на входе ОУ DA2 и DA3. Когда выходной сигнал превышает эти уровни, открывается один из уси­лителей и через диод подается сигнал ООС на вход ОУ DA1. Коэф­фициент усиления ОУ DA1 резко уменьшается.


Происходит ограни­ чение входного сигнала. Уровни ограничения в интегральных ми­кросхемах могут меняться от нуля до максимально допустимого на­пряжения на входе ОУ.

Двухполярный ограничитель на интегральной микросхеме. В ог­раничителе (рис. 13.16) пороговыми элементами являются два тран­зистора. Уровни ограничения устанавливаются напряжением на ба­зах. Когда входной сигнал меньше 0,3 В (при уровнях ограниче­ния ±3 В), он полностью передается на выход ОУ с коэффициен­том усиления 10. При превышении входным сигналом этого значе­ния открывается транзистор и коэффициент усиления резко умень­шается. Положительная полярность входного сигнала ограничива­ется транзистором VT2, а транзистор VT1 ограничивает отрица­тельную полярность входного сигнала. Уровни ограничения можно менять в широких пределах: от нуля до максимального выходного сигнала интегральной микросхемы.

Односторонние ограничители. В ограничителях (рис. 13.17) цепь ООС состоит из нелинейных элементов. Для положительного вход­ного сигнала применяется схема рис. 13.17, а, а для отрицательного сигнала — рис. 13.17, б. Когда напряжение на выходе ОУ не пре­вышает напряжения пробоя стабилитрона, выходной сигнал линей­но зависит от входного сигнала с коэффициентом передачи R2/R1. Когда напряжение на выходе ОУ больше напряжения пробоя ста­билитрона, происходит ограничение. В этом случае коэффициент передачи ОУ резко падает до (rд+rс)/R1, где rД, rс — внутренние со­противления диода и стабилитрона. Порогом ограничения можно управлять с помощью напряжения Е. Это напряжение можно ме­нять в широких пределах, причем уровень ограничения может уве­личиваться, уменьшаться и даже менять знак. В приведенной схеме можно использовать ОУ различных типов.



                                          Рис. 13.17



                                          Рис. 13.18

Двухсторонний ограничитель. Схемы (рис. 13.18) имеют два порога ограничения. Один порог ограничения определяется напря­жением пробоя стабилитрона, а второй зависит от падения напря­жения на открытом стабилитроне.


Прямое падение напряжения стабилитрона близко к значению 0,7 В. Если в схеме (рнс. 13.18, а) управляющее напряжение имеет положительную полярность, то уровень пробоя стабилитрона уменьшается. При отрицательной по=-лярности управляющего напряжения происходит смещение напря­жения пробоя стабилитрона в прямом направлении и тем самым повышается нижний уровень ограничения.

При всех значениях управляющего напряжения на входе появ­ляется постоянная составляющая, которая иногда может привести к нежелательным последствиям. Чтобы исключить влияние управля­ющего напряжения на вход, в схеме (рис. 13.18, б) применена токо­вая регулировка порогами ограничения. Напряжение на выходе ме­няется в зависимости от управляющего сигнала UВЫХ= (R2/R3)E. На инвертирующем входе напряжение остается равным нулю. Ме­няя полярность Е, можно устанавливать разные уровни ограниче­ния. В ограничителе можно применить различные ОУ.

Ограничитель с динамическим порогом. Операционный усили­тель, являющийся основным элементом ограничителя (рис. 13.19), имеет две цепи ООС: положительная полярность входного сигнала проходит через диод VD2 и резистор R3, а отрицательная поляр­ность — через VD1 и R2. На выходе включен интегрирующий фильтр с общей для обеих цепей емкостью, на которой выделяется разностная постоянная составляю­щая. Если входной сигнал сим­метричен относительно нулевого значения, то на конденсаторе при R4 — R5 будет нулевой потенциал. При возникновении асимметрии постоянная составляющая, выде­ленная на конденсаторе будет дей­ствовать на инвертирующем входе ОУ. Это напряжение будет по­рогом ограничения входного сиг­нала. Продолжительность дейст­вия порога ограничения зависит от времени разряда конденсатора через резисторы R4 и R5. Если параллельно резисторам R4 и R5 включить диоды, то можно разде­лить цепи разряда и заряда конденсатора.



       Рис. 13.19                                            Рис. 13.20

«Гистерезисный» ограничитель. Для рассмотрения работы огра­ничителя (рис. 13.20) положим E = 0.


На стабилитроне за счет ПОС устанавливается напряжение Uc. На неинвертирующем входе при­сутствует пороговое напряжение, равное U0= (R1/R2) Uc. При пре­вышении входным сигналом напряжения U0 ОУ переключается. На выходе появляется сигнал отрицательной полярности. Положитель­ная обратная связь отключается. В исходное состояние ОУ возвра­щается при нулевом входном сигнале.

Для напряжения UC>E>0 ОУ переключается при напряжении на входе U1 — E+(R1/R2)U0. В исходное состояние ОУ возвращает­ся при входном сигнале, равном Е. Если E>UC, то ОУ работает как ограничитель входного сигнала с порогом E. При замене стаби­литрона транзистором с регулируемым базовым напряжением мож­но получить ограничитель с меняющейся границей переключения.

Ограничитель на стабилитронах. Ограничитель низкочастотных сигналов состоит из ОУ, коэффициент усиления которого опреде­ляется отношением сопротивлений резисторов R2/R1, и двумя стаби­литронами, включенными навстречу друг другу (рис. 13.21, а). Этот ограничитель из-за большой емкости стабилитронов удовлетвори­тельно работает с сигналами, частоты которых меньше 5 кГц. Для ограничения сигналов, частоты которых лежат выше 100 кГц, луч­ше использовать схему на рис. 13.21, б. Здесь стабилитрон включен в диагональ моста и через него протекает ток. В этом режиме стабилитрон находится в области малого внутреннего сопротивле­ния и влияние его емкости значительно ослаблено. В результате на порядок увеличивается частотный диапазон ограничителя. Темпера­турный дрейф первого ограничителя равен 10 мВ/град, а второго — 1 мВ/град.



                                          Рис. 13.21



       Рис. 13.22                                Рис. 13.23

Преобразователь синус-меандр. Формирователь (рис. 13.22) преобразует напряжение синусоидальной формы в импульсное. Ам­плитуда прямоугольного выходного сигнала прямо пропорциональ­на амплитуде гармонического сигнала. Входной сигнал (более 0,5 В) проходит через диод VD2 и заряжает конденсатор С1.


Постоянное напряжение на этом конденсаторе служит напряжением питания для транзистора. Входной сигнал проходит в базовую цепь транзи­стора через резистор R2. С частотой входного сигнала переключа­ется транзистор. Для улучшения фронта прямоугольного импульса параллельно резистору R2 включен конденсатор. Максимальная ра­бочая частота формирователя равна 20 кГц.

Ограничитель гармонического сигнала. Устройство (рис. 13.23) преобразует гармонический сигнал в импульсный. Отрицательная полуволна гармонического сигнала через диод VD2 заряжает кон­денсатор. За это время открывается транзистор. Положительная полуволна закрывает транзистор. В результате постоянное напря­жение на конденсаторе преобразуется транзистором в переменное. Частота следования импульсов определяется частотой входного сиг­нала. Минимальный сигнал, с которого начинается преобразование, равен 200 мВ.

3. ПОРОГОВЫЕ УСТРОЙСТВА

Многопороговое устройство. Для формирования сдвину­тых во времени сигналов применяется устройство (рис. 13.24) с десятью пороговыми уровнями. Уровни открывания устанавлива­ются диодной цепочкой. Дискретность уровней равна 1 В. На вхо­де существует переменный сигнал. Форма сигнала должна быть на­растающей (синусоидальная, треугольной формы). С увеличением входного сигнала вначале открывается транзистором VT10, затем VT9 и т. д.

Устройство с малой петлей гистерезиса. В схеме сравнения двух напряжений (рис. 13.25) применяется запаздывающая ОС. Эта связь позволяет уменьшить гистерезис передаточной характеристики ре­лаксационной схемы. На входе устройства стоит дифференциаль­ный усилитель, выходной сигнал которого подается на формирователь, построенный на транзисторах с разными типами проводимости и охваченным ПОС через цепоч­ку R2C1. Кроме того, с коллекто­ра транзистора VT2 подается ООС через цепочку R3, С2. Отрицатель­ная обратная связь через время r=RiCz компенсирует действие ПОС. При полной конденсации получается безгистерезисное уст­ройство сравнения.


Если ООС опе­режает действие ПОС, то в схеме возникают колебания. Для ука­занных на схеме номиналов эле­ментов устройство имеет время срабатывания 30 — 40 не, время от­пускания 80 — 100 не, диапазон сравниваемых напряжений от — 3 до +4,5 В, ширина гистерезисной петли менее 0,4 мВ. Порог срабатывания схемы можно регулировать резистором R1 в пределах от — 15 до +15 мВ. Стабильность уров­ня срабатывания не хуже 40 — 50 мкВ/град.



       Рис. 13.24

Преобразователь гармонического сигнала в прямоугольный. Преобразование сигнала (рис. 13.26) осуществляется за счет насы­щения транзисторов. Положительная полуволна входного сигнала шунтируется диодои VD1. Отрицательная полуволна открывает транзистор VT1. Коллекторный ток этого транзистора открывает транзистор VT2. Отрицательное напряжение 5 В проходит через диоды VD2 и VD3 и подается на выход. Когда на входе будет по­ложительная полуволна, транзистор VT2 закрыт. Положительное напряжение на коллекторе откроет транзистор VT3. В эмиттерной цепи этого транзистора появляется положительное напряжение.



                                          Рис. 13.25

Выходное сопротивление устройства для однополярного сигнала менее 500 Ом, а для двухполярного — 20 кОм; частота входного сигнала 1 кГц, амплитуда 5 В.

Ограничитель-дискриминатор. Устройство (рис. 13.27) имеет регулируемый порог ограничения. Входной сигнал с амплитудой 1 В может быть разделен на две составляющие. При установке на входе 10 напряжения 1 В на выход проходит сигнал положитель­ной полярности. Установкой на входе 10 напряжения — 1 В на вы­ходе формируется сигнал отрицательной полярности.



                                          Рис. 13.26



                                          Рис. 13.27



                               Рис. 13.28



                               Рис. 13.29

Разделитель сигна­лов. Устройство (рис. 13.28) позволяет разде­лить положительные и отрицательные полувол­ны сигнала при сохране­нии уровня постоянной составляющей.


Отрица­тельная полярность вход­ ного сигнала открывает транзистор VT1 и тем самым эта полуволна срезается на выходе. На­против, положительная полярность сигнала закрывает транзистор VT1, она проходит на выход схемы. Вторая половина схемы рабо­тает аналогичным образом и пропускает отрицательную полуволну. Чтобы избежать падения напряжения на резисторах R1 и R2, со­противление нагрузки должно иметь большое значение. Резистор R8 является коллектерной нагрузкой для обоих транзисторов. Гра­ничная частота определяется емкостью конденсаторов С1 и С2. Для указанных номиналов частота равняется 5 кГц.

Пороговое устройство. В пороговом устройстве (рис. 13.29) ис­пользуются элементы ИЛИ/ИЛИ — НЕ. Через резистор R2 в схему вводится ПОС, а резистор R1 развязывает источник сигнала от входа схемы. В зависимости от отношения сопротивлений резисто­ров R1/R2 схема обладает различной шириной тистерезисной петли. Кроме указанной микросхемы, в схеме могут применяться инте­гральные микросхемы серии К137 и К138.

Сравнивающее устройство. Сравнивающее yqTpoflcTBO (рис. 13.30) вырабатывает выходной сигнал, длительность которого равна дли­тельности превышения одного входного сигнала над другим. Диф­ференциальные усилители включены последовательно один за дру­гим и работают в режиме ограничения сигнала, рассогласования. Количество включенных последовательных усилителей определяет ширину зоны нечувствительности устройства.



                                          Рис. 13.30



                               Рис 13.31

При изменении напряжения питания на ±10 % ширина зоны нечувствительности не более 1 мВ Дрейф порога срабатывания не более 15 мкВ/град в диапазоне температур 20 — 70°С Максималь­ная амплитуда входного сигнала ±2 В, диапазон рабочих частот О — 500 кГц Выходной сигнат более 4 В

Компараторы на микросхемах К133ЛАЗ. Компаратор (рис 13.31, а) построен на одном элементе 2И — НЕ интегральной микросхемы К133ЛАЗ Порог срабатывания микросхемы зависит от отрицательного напряжения на выводе 7 Схема одного элемен­та 2И — НЕ, входящего в К133ЛАЗ, и передаточная характеристи­ка схемы рис 13.31, с при различных пороговых напряжениях по­казана на рис 13.31, в При нулевом напряжении на входе компа­ратор переключается с уровня Е= — 1,25 В Напряжение срабаты­вания компаратора менее 100 мВ Время включения компаратора 40 не, а выключения — 60 не Поскольку в микросхеме имеются че­тыре логических элемента, то ток, протекающий через контакт 7, будет являться суммарным Для всех четырех логических элемен­тов уровень срабатывания одинаков



Компаратор на рис 13.31, б построен на четырех логических элементах Все элементы находятся в режиме, близком к линейно­му Это достигнуто введением резисторов R3 — R6 Передаточная характеристика элемента 2И — НЕ в зависимости от сопротивления на его входе показана на рис 1331, г Регулировкой входного со­противления можно управлять напряжением на выходе элемента.



                                          Рис 13.32

Входной сигнал подается в точку, где напряжение равно нулю Этот уровень устанавливается резистором R2 Время включения и выключения компаратора определяется временем переключения одного элемента Один элемент имеет время задержки включения не более 18 не, а время задержки выключения не более 36 не Чув­ствительность схемы составляет 1 — 2 мВ

Компаратор на логических элементах. Компаратор напряжения построен на двух логических элементах микросхемы К133ЛАЗ На рис 1332, а изображена схема, в которой сравниваются два напря­жения На Вход 1 подается эталонное напряжение, а на Вход 2 — исследуемое Чувствительность схемы равна 5 мВ Если сигнал в точке соединения резисторов R1 — R3 меньше 3 мВ, то на выходе су­ществует постоян шй уровень 2 В При сигнале с напряжением 4 мВ формируется отрицатечьный импучьс (рис 1332, в), а сигнал с напряжением 5 мВ вызывает появление положительного им­пульса

Для управления порогом срабатывания компаратора (рис 1332, б) на вход 2 элемента DD1 подается напряжение Это напряжение определяет порог срабатывания схемы как для по­ложительных, так и лля отрицательных попярностей входного сиг­нала Двухполяоныи выходной сигнал формируется от гармониче­ского входного сигнала с амплитудой 4 мВ Точная настройка схе­мы позволяет увеличить чувствительность до 1 мВ Однако в этом случае выходной сигнал меняется от +2 до 0 В

Дифференциальная схема компаратора. Компаратор (рис 1333) построен по дифференциальной схеме Чувствительность схемы со­ставляет 1 мВ при времени переключения менее 50 не Высокое бы­стродействие и большая чувствительность схемы достигнуты за счет того, что все интегральные микросхемы находятся в режиме, близком к линейному, что обеспечивается правильным выбором со­противлении резисторов Порог срабатывания можно регулировать в пределах ±100 мВ при подаче напряжения на один из входов Кроме того, управлять порогом срабатывания можно и с помощью потенциометра R6 В этом случае пределы регулировки расширя­ются до 0,5 В Можно и дальше увеличивать порог срабатывания схемы, если уменьшать сопротив­ление резистора R2. Предельным уровнем является напряжение 1,4 В выводах 2, 4 (при дальней шем повышении напряжения чувствительность схемы резко падает).


Интегральные микросхемы компараторов. Микросхемы К521СА1 и К521СА2 являются компараторами напряжения (рис. 13.34, а, б). Микросхема К521СА1 — сдвоенный компаратор. Стробирование по каждому каналу позволяет поочередно опрашивать оба компарато­ра. Амплитуда стробнрующего импульса 6 В. По электрическим па­раметрам компараторы подобны. Коэффициент усиления компара­торов меняется от температуры (рис. 13.34, в) Изменение входного тока от температуры показано на рис. 13.34, г. Быстродействие ком­параторов зависит от амплитуды входного сигнала. Эпюры сигналов включения и выключения компаратора показаны на рис. 13.34, д, е. Электрические схемы включения приведены на рис. 13.34, ж, з. Максимальная чувствительность компаратора дости­гается, когда напряжение на резисторе R2(R3) равно 100 мВ. Вы­сокий логический уровень на выходе соответствует напряжению 2,5 — 5 В, а низкий — напряжению 0,3 В



       Рис 13.33                                                                     Рис. 13.34



Содержание раздела

---

---

---

Главная сайта

---