малым напряжением смещения, большим входным

Микросхема К153УД1. Операционный усилитель К153УД1 (рис. 1.138) характеризуется большим коэффициентом усиления на­пряжения, малым напряжением смещения, большим входным сопро­тивлением (200 кОм) и малым выходным сопротивлением 200 Ом. Усилитель имеет частоту единичного усиления не менее 1 МГц. По сравнению с ОУ КИОУД1 интегральная микросхема К153УД1 имеет более высокий уровень шума.

Входной каскад выполнен на транзисторах VT4 и VT15, Рабо­чий ток каскада задается транзистором VT6, а. для стабилизации его рабочей точки служит транзистор VTW. Нагрузкой входного каска­да являются резисторы R3 и R4, к которым подключен второй уси­лительный каскад на составных транзисторах VT2, VT3 и VT7, VT8.

Плечи второго диффе­ренциального каскада собраны по модернизи­рованной схеме Дарлинг­тона. С правого (по схе­ме) плеча второго ка­скада (VT7 и VT8) сиг­нал снимается на повто­ритель, собранный на транзисторах разного ти­па проводимости VT11 и VT12. Схема сдвига уровня при переходе к выходному каскаду реализована на транзи­сторе VT12. Третий (вы­ходной) каскад ОУ вы­полнен на транзисторе VTJ3 по схеме с ОЭ. Составной эмиттерный повторитель на транзи­сторах VT14 и VT15 обес­печивает малое выход­ное сопротивление уси­лителя:

Таблица 1.3

Номер кривой	Kу. и, дБ	С1, пФ	С2. пФ	R1, кОм
1	60	10	3	0
2	40	100	3	1,5
3	20	500	20	1,5
4	0	5000	250	1,5

Частотная характеристика интегральной микросхемы без ОС для различных корректирующих элементов, включенных по схеме рис. 1.148, показана на рис. 1.139. Значения корректирующих элемен­тов приведены в табл. 1.3.

На рис. 1.140 показаны характеристики для интегральной микро­схемы с ОС при тех же корректирующих элементах. Частотная ха­рактеристика интегральной микросхемы в режиме максимального выходного сигнала, приведена на рис. 1.141. При стабилизации рабо­ты усилителя в широком диапазоне температур необходимо учиты­вать температурные изменения параметров микросхемы.
Зависимость входного сопротивления от температуры показана на рис. 1.142. Из­менения от температуры входного тока, разности входных токов и напряжения смещения показаны на рис. 1.143 — 1.145. Влияние на­пряжения питания на коэффициент усиления микросхемы и на напря­жение смещения показано на рис. 1.146, 1.147.



Рис. 1.138

Частотная коррекция усилителя осуществляется с помощью цепочки R1, С1, подключенной между контактами 1, 8 интегральной микросхемы, как показано на рис. 1.148. В этом случае скорость на-, растания импульсного сигнала может доходить до 0,2 В/мкс. При коррекции усилителя прямой связью с помощью конденсатора С1, включение ОУ возможно двумя способами в соответствии с рис. 1.149, 1.150. В схеме рис. 1.150 коэффициент усиления падает до единицы на частоте около 3 МГц, что обеспечивает скорость на­растания 5 В/мкс (рис. 1.151). Если в качестве корректирующих кон­денсаторов взять С1=100 пФ и С2=20 пФ, то Kу.u=80 дБ. Коэффи­циент усиления микросхемы равномерен в полосе до 103 Гц, далее он падает с крутизной 12 дБ/октава до тех пор, пока не достигнет единицы на частоте 3 МГц.

Для повышения крутизны фронтов импульсных сигналов в схему возможно введение диода, как показано на рис. 1.152. Поскольку ин­тегральная микросхема обладает большим коэффициентом усиления, то при ее монтаже следует уделять большое внимание паразитным связям. Она должна быть хорошо развязана от источников питания. При работе усилителя на емкостную нагрузку, при емкости больше 100 пФ, следует применить развязывающий резистор (рис. 1.153).

На рис. 1.154 — 1.166 показаны различные схемы включения ОУ. Инвертирующий усилитель на рис. 1.154 имеет входное сопротивле­ние, равное R1. Коэффициент усиления определяется отношением Ky.u= — R2/R1. Для неинвертирующего усилителя на рис. 1.155 коэф­фициент усиления равен Ky.u = (R1+R2)/R1, а входное сопротивление определяется выражением Rвх=RвнКо/(1+R2/R1), где Rвн — сопро­тивление усилителя между контактами 2, 3, а Ко — статический ко­эффициент усиления интегральной микросхемы.





       Рис. 1.139                                Рис. 1.140                    Рис. 1.141        Рис. 1.142



       Риc. 1.143        Рис. 1.144        Рис. 1.145        Рис. 1.146                    Рис. 1.147



       Рис. 1.148                    Рис. 1.149                    Рис. 1 150



       Рис. 1.151                                Рис. 1.152                    Рис. 1.153



       Рис. 1.154                                Рис. 1.155                                Рис. 1.156



       Рис. 1.157                                Рис. 1.1.58                   Рис. 1.159



       Рис. 1.160                                Рис. 1.161                                Рис. 1.162



       Рис. 1.163                                Рис. 1.164                                Рис. 1.165



Рис. 1.166

Усилитель (рис. 1.156) имеет коэффициент усиления 40 дБ при 1 МГц, а усилитель на рис, 1.157 имеет граничную частоту 0,5 МГц. Повторители напряжения изображены на рис. 1.158 и 1.159. Включе­ние диода в схему на рис. 1.159 уменьшает нелинейные искажения. Для дифференцирования входного сигнала с частотами, ниже 20 Гц служит схема (рис. 1.160). Для сигналов с частотами более 2 кГц эта схема работает как интегратор. В качестве интегратора приме­няется схема рис. 1.161. Постоянная времени равна t=RlCl. Микро­схема может применяться в качестве компаратора (рис. 1.162). Чув­ствительность составляет 1 мВ. Для входного сигнала 10 мВ время нарастания выходного сигнала равно 5 мкс. Балансировка усилителя может осуществляться по схеме на рис. 1.163. Схемы рис. 1.164 — 1.166 позволяют балансировать усилитель без изменения режима входной цепи. Входное сопротивление этой схемы равно Rвх= =RвнKо/(1+R2/R1).

Микросхема К153УД2. В отличие от усилителя К153УД1 эта ин­тегральная микросхема (рис. 1.167) имеет дифференциальный кас­кад, построенный на эмиттерйых повторителях (VT5 и VT6). Наг­рузкой повторителей служат транзисторы VT7 и VT8, через которые протекает постоянный ток.


Генератором тока является транзистор V77. Напряжение на базе этого транзистора определяется источни­ком опорного напряжения на транзисторах VT3 и VT4 и поступает через повторитель на транзисторе VT2. Выходное напряжение пер­вого каскада снимается с коллектора транзистора VT11. Через пов­торитель на транзисторе VT13 сигнал подается на каскад с динами­ческой нагрузкой, транзисторы VT14 и VT15. Нагрузкой VT15 яв­ляется транзистор VT14. Далее сигнал проходит через составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT19 и VT21. Для защиты от короткого замыкания служит резистор R14 и транзистор VT20.

Коррекция интегральной микросхемы осуществляется включени­ем конденсатора С=30 пФ между выводами 1, 8. Откорректирован­ный этим конденсатором ОУ имеет частотную характеристику, изоб­раженную на рис. 1.168. Спектральные плотности шумового напря­жения и тока ОУ показаны, на рис. 1.169, 1.170. Зависимость, изображенная на рис. 1.169, получена при сопротивлении генератора Rг=0, а зависимость рис. 1.170 — при RГ=300 кОм.



                               Рис. 1.167                                                        Рис. 1.168



       Рис. 1.169                                Рис. 1.170                    Рис. 1.171



       Рис. 1.172                                Рис. 1.173                                Рис. 1.174



       Рис. 1.175                    Рис. 1.176                    Рис. 1.177                    Рис. 1.178



       Рис. 1.179                                Рис. 1.180                    Рис. 1.181        Рис. 1.182



Рис. 1.183

Зависимость напряжения смещения от напряжения питания при различных температурах приведена на рис. 1.171. Зависимость вход­ного тока и разности входных токов от напряжения питания при различных температурах показана на рис. 1.172, 1.173. На рис. 1.174 изображена зависимость коэффициента усиления интегральной мик­росхемы от сопротивления нагрузки.

Коррекцию ОУ можно осуществить тремя способами, включая коррекцию одним конденсатором, упомянутую выше.


Однополюсная коррекция показана на рис. 1.175, прямая коррекция — на рис. 1.176, а двухполюсная — на рис. 1.177. Для однополюсной коррекции ем­кость конденсатора определяется из выражения C1>30R1/(R1+R2) пФ. Для двухполюсной коррекции емкость конденсатора С1 определяется аналогичным образом, что для однополюсной коррек­ции. Емкость конденсатора С2 определяется из выражения С2= 10 С1. Коррекция прямой связью требует С1 = 150 пФ, а емкость конденса­тора. С2 определяется выражением С2=1/2пR2fо, где f0=3 МГц. На рис. 1.178 представлены частотные характеристики для большого сиг­нала по трем способам коррекции: 1 — однополюсный, 2 — двухпо­люсный, 3 — коррекция прямой связью. Частотные характеристики интегральной микросхемы для трех способов компенсации без ОС приведены на рис. 1.179.

Балансировку выходного напряжения усилителя можно постро­ить способами, приведенными на рис. 1.180 и 1.181. При оптимизации усилителя по скорости переключения необходимо учитывать зависи­мость времени нарастания выходного напряжения от емкости коррек­тирующего конденсатора (рис. 1.182). При подаче на вход напряже­ния 30 мВ время нарастания выходного напряжения на 2 мВ меня­ется в зависимости от емкости и от коэффициента передачи цепи ООС в соответствии с графиком на рис. 1.183.

Микросхема К153УДЗ. Электрическая схема микросхемы К153УДЗ (рис. 1.184) незначительно отличается от схемы микросхе­мы К153УД1. Отличие заключается в предоконечном каскаде, где применен многоколлекторный транзистор. Это изменение позволило уменьшить напряжение смещения до 2 мВ. По этой же причине сред­ний температурный коэффициент изменения напряжения также уменьшается.

Частотная характеристика интегральной микросхемы с замкнутой обратной связью при различных корректирующих элементах показа­на на рис. 1.185. Номиналы корректирующих элементов показаны в табл. 1.4.

Для интегральной микросхемы с разомкнутой ОС частотные характе­ристики будут иметь вид, приведен­ный на рис. 1.186.


Переключательные свойства микросхемы характеризу­ются зависимостью полной амплиту­ ды выходного сигнала от частоты. Эта зависимость для различных кор­ректирующих элементов представле­на на рис. 1.187.

Для стабилизации режима рабо­ты интегральной микросхемы при из­менении температуры необходимо учитывать зависимость коэффициента усиления, входного тока и разности входных токов от температуры. Эти зависимости представ­лены на рис. 1.188 — 1.190.

Таблица 1.4

Номер кривой	R1, кОм	с1, пФ	С2. пФ
1	0	10	3
2	1,5	ио.	3
3	1,5	510	20
4	1,5	5100	200

       Рис. 1.184                                            Рис. 1.186



       Рис 1.187                     Рис. 1.188                                            Рис. 1.189



       Рис. 1.190                                Рис. 1.191                    Рис. 1.192

Схема включения интегральной микросхемы в режим повторите­ля показана на рис. 1.191. Балансировку микросхемы можно осуще­ствить с помощью потенциометра, подключенного к выводам 7 и 8 (рис. 1.192). Подключение потенциометра изменяет нагрузочное со­противление усилительного каскада на транзисторах VT7 и VT8.

Микросхема К153УД4. На входе микросхемы (рис. 1.193) стоит дифференциальный каскад с большими нагрузочными сопротивления­ми. Рабочий ток первого каскада задается генератором тока на транзисторе VT3. Напряжение на его базе создается за счет падения напряжения на транзисторе VT4 в диодном включении. Это же на­пряжение подается на базы других токозадающих транзисторов VT5, VT6 и VT9. Сигнал с первого каскада поступает на второй дифференциальный каскад на транзисторах VT13 и VT14, на входе которого находятся эмиттерные повторители на транзисторах VT12 и VT15. Эмиттерные повторители увеличивают входное сопротивление второго каскада. В коллектор транзистора VT14, с которого снимается сигнал на следующий каскад, включена динамическая на­грузка (транзистор VT8). Выходной каскад построен на транзисто­pax разного типа проводимости, VT25 и VT24. Транзистор VT26 контролирует сквозной ток, протекающий через эти транзисторы.



Частотные характеристики усилителя без OG приведены на рис 1.194 при различных параметрах элементов корректирующих це­пей На рис. 1.195 изображены характеристики усилителя с различ­ными коэффициентами, усиления. При термостабилизации усилителя необходимо учитывать зависимость напряжения смещения от температуры (рис. 1.196). Включение корректирующих элементов (табл. 1.5) показано на рис. 1.197. На рис. 1.198 изображена схема балансировки ОУ.

Микросхема К153УД5. На входе ОУ (рис. 1.199) помещен диф­ференциальный каскад на транзисторах VT1 и VT2, в эмиттеры ко­торых включен генератор тока на транзисторе VT3. Коллекторный ток этого генератора определяется опорным напряжением на тран­зисторе VT4 в диодном включении. Это напряжение устанавливается схемой «токового зеркала», собранной на транзисторах VT5, VT6 и VT9. Транзистор VT9 является генератором тока для второго диф­ференциального каскада, собранного на транзисторах VT10 и VT1J. В коллекторы этих транзисторов включен трансформатор тока, по­строенный на VT12 и VT13. Связь между первым и вторым диффе­ренциальными каскадами осуществляется через эмиттерные повто­рители (VT7 и VT15), нагрузкой которых служат генераторы тока на транзисторах VT8 и VT14.



                               Рис. 1.193                                                                    Рис. 1.194



       Рис. 1.195                                Рис. 1.196                    Рис. 1.197                    Рис. 1.198

Таблица 1.5

Номер кривой	Ку, и	RI, Ом	С1. нФ	R2, Ом	С2, нФ
1	104	104	0,05
2	103	470	1,0	—	—
3	102	47	10,0	—	—
4	10	27	47,0	270	1,5
5	1	10	47,0	39	22

Выходные противофазные сигналы второго дифференциального каскада поступают на выходной повторитель (VT24 и VT26) через два усилителя на транзисторах VT22 и VT19. Все остальные тран­зисторы предназначены для стабилизации постоянного рабочего то­ка выходных транзисторов VT24 и VT26. Переменный .сигнал вызы­вает одновременное открывание транзистора VT24 и закрывание транзистора VT26 или закрывание VT24 и открывание VT26. Реали­зация этого режима осуществляется установкой постоянного напря­жения на коллекторе транзистора VT16 и подачей рабочего сигнала через транзистор VT22. Противофазный рабочий сигнал проходит через транзистор VT19. Постоянное же напряжение устанавливается на эмиттере транзистора VTJ8. Оно отличается от постоянного на­пряжения предыдущего плеча на 1,4 В.


Остальные транзисторы (VT20, VT21 и VT23) предназначены для стабилизации режима транзистора VT26 по постоянному току. Транзистор VT25 защищает усилитель от перегрузок Для положительных полярностей рабочего сигнала.

Таким образом, ОУ имеет три усилительных каскада: два диффе­ренциальных и один яа транзисторе VT22. На рис. 1.200 приведена частотная характеристика усилителя. Для устранения самовозбуж­дения усилитель требует включения сложной внешней корректирую­щей цепи (рис. 1.201). Элементы этой цепи для различных коэффи­циентов передачи (рис. 1.202) выбираются из табл. 1.6.



Рис. 1.199

  

       Рис. 1.200                    Рис. 1.201                    Рис. 1.202

Таблица 1.6

Номер кривой	R1, Ом	R3. Ом	С1, пФ	С2, пФ
1	104		50
2	470	—	100	—
3	47	—	10000	—
4	27	270	50000	1500
5	10	390	50000	20000

 

Микросхема К153УД6. Электрическая схема интегральной микро­схемы К153УД6 (рис. 1.203) во многом похожа на электрическую схему микросхемы К153УД2. Отличие заключается в применении по­левого транзистора в стабилизаторе базового напряжения источника тока первого дифференциального каскада. Это позволило значитель­но уменьшить входной ток микросхемы до 75 нА (вместо 500 нА). Кроме того, уменьшен средний температурный коэффициент измене­ния разности входных токов до 0,2 нА/град (вместо 2 нА/град). . Общность электрических схем микросхем К153УД2 и К153УД6 позволяет применить одинаковые цепи коррекции. Частотные харак­теристики интегральной микросхемы с разомкнутой ОС для различ­ных способов коррекции показаны на рис. 1.204 (кривая 1 — одно­полюсная коррекция при С1 = 0; кривая .1' — однополюсная коррек­ция при С1= 30 пФ; кривая 2 — двухполюсная коррекция при С1 — =30 пФ и С2=300 пФ). Изменение максимальной амплитуды вы­ходного сигнала от частоты для различных способов коррекции по­казано на рис. 1.205, где кривая 3 — коррекция прямой связью.





                               Рис. 1.203                                                                    Рис. 1.204



       Рис. 1205                     Рис. 1.206                                Рис. 1.207

         

       Рис. 1.208                                            Рис. 1.209                    Рис. 1.210

Выходной ток микросхемы зависит от полярности выходного сигнала. На рис. 1.206 показаны кривые изменения выходного на­пряжения от тока в нагрузке при различных температурах. На рис. 1.207 показана зависимость фазы выходного сигнала от часто­ты: кривая 1 — С1 = 30 пФ; кривая 2 — С1 = 30 пФ, С2=300 пФ, R4=10 кОм; кривая 3 — С1=150 пФ, С2=7 пФ,

Спектральная плотность шума показана на рис. 1.208.

Балансировку микросхемы можно осуществить по двум схемам, приведенным на рис. 1.209, 1.210. В первой схеме балансировка про­исходит за счет изменения тока, протекающего через транзисторы выходного дифференциального каскада, а во второй схеме вводится дополнительная ООС между каскадами.



Содержание раздела

---

---