ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

Преобразователи сигналов могут быть двух видов дискретные и аналоговые. К дискретному виду преобразования следует отнести выделение характерных точек исследуемого сигнала — фиксацию момента перехода его через нуль, выделение экстремальных значений и т. д. Аналоговые преобразователи осуществляют возведение сигнала в квадрат, изменение фазы гармонического колебания, интегрирование и дифференцирование исследуемого сигнала.

Наиболее распросграненными способами преобразования являются дифференцирование и интегрирование. Простейшим устройством, выполняющим эти функции, является ДС-цепочка Выходной сигнал этой цепочки будет пропорционален ее постоянной времени. При интегрировании постоянная времени RC должна быть больше времени действия входного сигнала. С увеличением RC для повышения точности интегрирования уменьшают амплитуду выходного сигнала. С помощью пассивной RС-цепи не удается получить одновременно достаточно большой выходной сигнал и малую ошибку интегрирования. Значительно лучшие результаты получаются если применять интеграторы на ОУ. Электронные интеграторы позволяют простыми средствами получить высокую точность интегрирования и одновременно большое выходное напряжение. Аналогичное можно сказать и про дифференцирование, но здесь задача решается несколько проще. Дифференцирующее устройство на ОУ может быть с успехом заменено транзисторным усилителем с ОБ. Входное сопротивление этого усилителя составляет единицы ом. В то же время амплитуда выходного сигнала определяется сопротивлением резистора, стоящего в цепи коллектора. Такой каскад обладает существенным преимуществом перед ОУ. Динамический диапазон транзисторного каскада значительно больше, чем каскада на ОУ.

Среди преобразователей сигналов важное место занимают аналого-цифровые и цифроаналоговыс преобразователи. Эти преобразователи являются неотъемлемой частью всех устройств, которые входят в комплекс цифровой обработки различных сигналов.
Для обработки аналоговых сигналов на ЭВМ применяют аналого-цифровые преобразователи. Они преобразуют непрерывные сигналы в двоичные числа, которые затем вводятся в ЭВМ. После того как ЭВМ закончит обработку двоичных чисел, результаты выводятся на регистрирующие устройства, которые записывают информацию в аналоговом виде. Для этих целей применяют цнфроаналоговые преобразователи, осуществляющие перевод двоичных чисел в непрерывный сигнал.

Промышленностью выпускаются специальные интегральные микросхемы, с помощью которых можно построить аналого-цифровые преобразователи с различным быстродействием и точностью. В состав серии К.240 входят аналоговые узлы: К240СА — нуль-орган, К240КТ1 — разрядный ключ, К.240К.Т2 — четыре коммутируемых ключа, К240КТ5 — три разрядных ключа средней точности. Эти интегральные микросхемы позволяют построить преобразователь на 10 разрядов. Время преобразования 100 мкс при входном напряжении от — 5 до +5 В. В основу преобразования положен принцип поразрядного кодирования.

В этой главе будут рассмотрены преобразователи, которые легко реализуются на элементах широкого применения. Рассмотренные преобразователи не являются прецизионными устройствами: они не отличаются высокой точностью и большим быстродействием, поскольку имеют небольшое число разрядов. Для увеличения числа разрядов в этих преобразователях необходимо более тщательно настраивать все входящие элементы. Схемы включения корректирующих элементов ОУ, которые применяются в различных устройствах, можно найти в гл. 1.

1. ФАЗОЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ

Номограмма для расчета фазового сдвига. С помощью номограммы (рис. 15.1) можно определить фазовый сдвиг на любой заданной частоте в рсзистивно-емкостиых цепях. При известных сопротивлениях резистора, емкости конденсатора и частоты проводится прямая, соединяющая значения на шкалах сопротивлений и емкости. Эта прямая пересекает пунктирную линию АВ в точке М. Через эту точку и значение частоты проводят прямую, пересекающую шкалу фаз.

Для случая R — 10 кОм, С — 10 нФ, f = 0, 1 МГц по номограмме получаем значение фазы 162°. В тех случаях когда известен фазовый сдвиг, то можно определить номиналы R и С. Прямая между значениями частоты и фазы даст точку М через которую с любым наклоном проводится прямая, определяющая значения R и С.

Рис. 15.1

Фазовращатель на полевых транзисторах. Устройство (рис. 15.2) предназначено для изменения фазы гармонического сигнала в диапазоне от 0 до 180° при изменении управляющего напряжения от — 1 до +1 В. В основу фазовращателя положен мост, выполненный на элементах R2, R8, С2, СЗ, VT2. В качестве управляющего элемента используется полевой транзистор VT2, сопротивление которого меняется в зависимости от управляющего сигнала. Кроме того, включение этого транзистора в исток транзистора VT1 обеспечивает большое сопротивление для входного сигнала. Выходной сигнал фазопращательного моста подается на затвор транзистора VT3. Коэффициент усиления схемы равен 0,7. Амплитуда входного сигнала 0,3 В, а частота 100 кГц.

Рис. 15.2 Рис. 15.3 Рис. 15.4

Сложение и вычитание сигналов. Устройство (рис. 15.3) осуществляет одновременно сложение и вычитание двух сигналов. Если на оба входа подать гармонические сигналы, близкие по частоте, то на выходе будут два сигнала биений. Для настройки схемы необходимо подать на оба входа однл и тот же сигнал, тогда на коллекторе транзистора VT3 должен быть нулевой сигнал. В противном случае следует изменить сопротивление резистора R6.

Индикатор нуля. На вход (рис. 15.4) подается гармонический сигнал с частотой 10 кГц. На выходе формируется импульсный сигнал с удвоенной частотой следования. Длительность импульса приблизительно равна 1/6 периода гармонического сигнала. Формирование импульсного сигнала происходит в результате насыщения транзисторов VT1 и VT2. Эти транзисторы открываются на 1/3 полупериода входного сигнала.

Длительность открывания транзисторов зависит от цепочек R1C1 и R2C2. При действии отрицательной полуволны зарядный ток конденсатора С1, протекающий через R1 и базовый переход транзистора VT1, открывает VT1. Во время действия положительной полуволны входного сигнала конденсатор С1 разряжается через резистор R1. Аналогичные процессы протекают в цепи С2, R2 и VT2 (при действии положительной полуволны через VT2 протекает зарядный ток конденсатора С2, который при отрицательной полуволне разряжается через R2]. В результате в точке соединения коллекторов транзисторов VTI и VT2 будет выделяться двухполярный импульсный сигнал с длительностью импульса меньше полупериода входного сигнала. Транзистор VT3 преобразует двухполярный сигнал в однополярный. При появлении положительного импульса транзистор VT3 открывается со стороны базы. Эмиттер в этом случае будет подключен к нулевой шине через диод VD2. Отрицательный импульс откроет транзистор VT3 со стороны эмиттера. База в это время будет подключена к нулю через диод VD1. В результате на выходе сформируется импульсный сигнал отрицательной полярности. Устройство работает в широком диапазоне частот. Для частот меньше 10 кГц необходимо увеличить емкости конденсаторов С1 и С2, а для частот больше — уменьшить.

Рис. 15.5

Рис. 15.6

Пороговый преобразователь срельефностн» сигнала. В схеме (рис. 15.5, а) осуществляется преобразование входного сигнала, имеющего плавный переход от положительного к отрица!ельному значению, в сигнал со скачкообразным переходом. Ширина зоны между разнополярнымн участками сигнала определяется порогами открывания диодов VD1 и VD2. Резистор R2 регулирует порог для положительного сигнала, а резистор R9 — для отрицательного. Пороги управляются независимо один от другого. С помощью резисторов R2 и R9 можно вывести диоды в проводящее состояние. В этом случае порог для положительного сигнала смещается в область отрицательных значений (и наоборот).

На рис. 15.5, б приведен пример увеличения «рельефности» входного синусоидального сигнала и зависимость фазы отсеченного сигнала от управляющего напряжения на движках потенциометров R2 (R9).

Двухканальный широкополосный фазовращатель. Фазовращатель (рис. 15.6) имеет равномерную амплитудно-частотную характеристику. Сигналы на Выходе 1 и Выходе 2 сдвинуты по фазе на 90° в диапазоне частот от 100 Гц до 10 кГц. Из-за разброса номиналов элементов цепочки RC каскады следует подстраивать с помощью переменных резисторов.

2. СХЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ АБСОЛЮТНОГО ЗНАЧЕНИЯ

Преобразователь двухполярного сигнала. Преобразователь (рис. 15.7) выполняет функции двухполупериодного выпрямителя. Он может работать с сигналами, амплитуда которых меньше 5 В. Если увеличить номиналы источников питания, то амплитуду входного сигнала также можно увеличить. Для выравнивания положительных и отрицательных полуволн на выходе необходимо подбирать сопротивление резистора R4. Преобразователь работает в широком диапазоне частот.

Рис. 15.7

Формирователь абсолютного значения. Двухполярный входной сигнал (рис. 15.8,с) преобразуется в однополярный с помощью двух диодов, которые объединяют входы ОУ в дифференциальном включении. Эти диоды управляют подведением входного сигнала ко входам ОУ в зависимости от его полярности. При этом на выходе схемы присутствуют только отрицательные сигналы. В схеме линейная зависимость выходного сигнала от входного соблюдается для сигналов больше 1 В. Для управляющих напряжений Е семейство характеристик UBЫХ(UBX) приведено на риc. 15.8, б.

Рис 15.8

Преобразователь на двух ОУ. Преобразователь абсолютных значений (рис. 15.9, а) построен на двух схемах, передаточные характеристики которых близки к характеристикам идеального диода. Коэффициент передачи схем определяется отношением сопротивлений резисторов R2 и R3. Управляющее напряжение позволяет сдвигать правую ветвь передаточной характеристики.

При E>0 возника ет зона ограничения входного сигнала. Например, для Е=1 В входной сигнал проходит на выход, если он превышает значение 2 В. На рис. 15.9, б приведено семейство передаточных характеристик!

Рис. 15.9

Рис. 15.10

Компенсационный преобразователь абсолютных значений. Формирование абсолютного значения входного сигнала в схеме (рис. 15.10, а) осуществляется при взаимодействии входного и выходного сигналов. Если на входе присутствует сигнал положительной полярности, то выходной сигнал формируется за счет прохождения входного сигнала по цепи Rl — R4. Для входного сигнала отрицательной полярности на выходе интегральной микросхемы формируется сигнал положительной полярности, который проходит через диод VD1 на резисторы R4, R2, R1. В результате на выходе образуется разностный сигнал. Поскольку сопротивление резистора R1 в два раза больше сопротивления резистора R4, сигнал микросхемы на выходе является преобладающим. С помощью резистора R2 можно балансировать схему. На рис. 15.10, б приведено семейство переходных характеристик преобразователя.

Детекторный преобразователь. Формирователь абсолютного значения входного сигнала (рис. 15.11, а) построен по принципу двух-полупериодного выпрямления на диодах VD1 и VD2. Положительное значение выходного сигнала ОУ DA1 проходит через диод и поступает на неинвертирующий вход ОУ DA2. На выходе будет положительный сигнал. Отрицательное значение выходного сигнала ОУ DA1 проходит на инвертирующий вход ОУ DA2. На выходе также будет положительный сигнал. Для положительного входного сигнала коэффициент передачи равен K+ = R6R4/R5R1. а для отрицательного —

Рис. 15.11

Рис. 15.12

На рис. 15.11, б приведено семейство передаточных характеристик преобразователя.

Параллельный преобразователь. Схема получения абсолютного значения входного сигнала (рис. 15.12, а) имеет большое входное сопротивление.

Здесь входной сигнал действует на две микросхемы одновременно. Для положительных значений входного сигнала коэффициент усиления схемы равен единице, а для отрицательных — зависит от K_=1 — (R4R2/R3R1). При R4R2/R3R1 = 2 получим точное совпадение по амплитуде сигналов на выходе. Для управления передаточной характеристикой схемы можно менять напряжение Е. Можно ввести дополнительное управление характеристикой, если менять напряжение на инвертирующем входе ОУ DA2. В приведенной схеме можно использовать ОУ различных типов. На рис. 15.12,6 представлено семейство передаточных характеристик преобразователя.

Рис. 15.13

Рис. 15.14

Прицезнонный детектор. Преобразователь (рис. 15.13, а) построен на двух ОУ. Двухполупериодное выпрямление реализуется путем переключения диодов. Знак коэффициента усиления меняется при смене знака входного сигнала.-Полярность выходного сигнала положительная. Положительный входной сигнал, вызывает появление положительного напряжения на выходе DA1. Диод VD1 закрывается, a VD2 открывается. Усилитель DA2 обеспечивает необходимый коэффициент усиления с помощью делителей Rl, R2 и R3, R4. При отрицательной полярности входного сигнала диод VD1 открывается, a VD2 закрывается. Отрицательная полуволна проходит на инвертирующий вход усилителя DA2.

При коэффициенте усиления K сопротивление резистора равно R1 = R2(K+1)/(К-1) или R1=R3R2/(R3+R2). Рис. 15.13, б иллюстрирует передаточную характеристику схемы.

Параллельный преобразователь абсолютного значения. Преобразователь (рис. 15.14) состоит из инвертора, построенного на ОУ DA1, и двух детекторов на ОУ DA2 и DA3. С помощью потенциометра R4 осуществляется установка равенства передачи положительных и отрицательных полярностей входного сигнала. В ОУ DA2 и DA3 постоянное напряжение на выходе можно скомпенсировать потенциометрами R10 и R17. В настроенной схеме динамический диапазон входного сигнала с частотами от 0 до 3 кГц лежит в интервале от 0,4 мВ до 5,5 В с нелинейностью менее 0,2 %.

Ча стотный диапазон работы преобразователя ограничен применяемыми ОУ. Применение вместо интегральной микросхемы К153УД1 микросхем К140УД1Б и К140УД7 позволит расширить частотный диапазон до 10 кГц. Для устранения возбуждения в микросхемах К153УД1 необходимо применить корректирующие элементы: между выводами 5, 6 конденсатор С = 56 пФ и выводами 1, 5 резистор R=1,5 кОм и конденсатор С = 300 пФ.

Рис. 15.15 Рис. 15.16

Последовательная схема преобразователя. На ОУ DA1 в составе преобразователя (рис. 15.15) построен двухполупериодный детектор. В этой микросхеме происходит разделение полярностей входного сигнала. Сигнал с отрицательной полярностью проходит на инвертирующий вход усилителя DA2. На выходе этого усилителя сигналы объединяются на резисторе R11. С помощью резистора R11 добиваются равенства частей выходного сигнала, соответствующих положительной и отрицательной полярностям входного сигнала. Порог разделения входного сигнала можно регулировать в ОУ DA1 с помощью резистора R6. Входной сигнал с частотой от О до 5 кГц и с амплитудой от 1 мВ до С В передается на выход с нелинейностью менее 0,2 %.

3. УМНОЖИТЕЛИ

Устройство возведения сигнала в квадрат с фазовращателем. Устройство (рис. 15.1G), моделирующее возведение сигнала в квадрат, состоит из трех полевых транзисторов. Первый транзистор выполняет функции повторителя сигнала. В истоке и стоке этого транзистора присутствуют одинаковые по амплитуде противофазные сигналы. Эти сигналы подаются в затворы двух других транзисторов, имеющих общую нагрузку, на которой и выделяется квадратичный сигнал. Для получения удовлетворительного преобразования сигнала необходимо подобрать транзисторы с идентичными характеристиками. С помощью напряжения смещения, поступающего на VT2 и VT3 с потенциометров R8 и R9 от источника 5 В, рабочие точки транзисторов VT2 и VT3 устанавливаются на начальном участке входной характеристики.

Параллельная схема возведения сигнала в квадрат. Схема (рис. 15.17) использует противофазные сигналы. Полевые транзи сторы должны быть подобраны по основным параметрам (крутизна и напряжение отсечки). Для подстройки режимов работы транзисторов необходимо подстроить резисторы R2 и R4. Частотный диапазон работы от 100 Гц до 500 кГц. Амплитуда входного сигнала 0,5 В.

Мостовая схема возведения сигнала в квадрат. Схема получения квадрата входного сигнала (рис. 15.18) построена на полевых транзисторах VT3 и VT4 Управления полевыми транзисторами осуществляется двумя противофазными сигналами, пгпучаемими на коллекторах VT1 и VT2. С помощью резисторов R2 и R7 устанавливаются напряжения на коллекторах транзисторов VT1 и VT2 Это необходимо в случае различия порогов отсечки. Для устранения несовпадения крутизны у транзисторов следует подобрать сопротивление резистора R6. Устройство работает при входных сигналах до 5 В. При изменении входного сигнала от 1 до 5 В на выходе возникает составляющая первой гармоники, приблизительно равная 10 % от выходного сигнала.

Рис. 15.17

Дифференциальная схема квадратора. Возведение сигнала в квадрат (рис. 15 19) осуществляется с помощью полевых транзисторов. Интегральная микросхема типа К122УД1 служит для установки рабочего режима полевых транзисторов и усиления сигнала. Из-за разброса напряжений отсечки полевых транзисторов им требуются разные положительные потенциалы на затворе. Регулировка этих напряжений осуществляется резистором R2, а общий уровень сигнала для обоих транзисторов регулируется резистором R3.

Рис. 15.18 Рис. 15.19 Рис. 15.20

Уменьшение разброса транзисторов по крутизне достигается изменением амплитуды выходного сигнала микросхемы DA с помощью резистора R8. Максимальная амплитуда входного сигнала 50 мВ, а выходная амплитуда более 150 мВ.

Максимальная частота входного сигнала около 100 кГц.

Квадратичный преобразователь. Преобразователь (рис. 15.20) использует ОС с кусочно- линейной аппроксимацией. Погрешность преобразования меньше ±1 %. Транзисторы выполняют функции пороговых элементов, которые при открывании подключают на вход ОУ токозадающие резисторы. Пороги открывания транзисторов устанавливаются с помощью делителя R6 — R10.

Квадратор. Приведенная схема (рис. 15.21) имеет квадратичную передаточную характеристику для входного сигнала с амплитудой до 5 В. Точность возведения сигнала в квадрат не хуже 3 %. Частота входного сигнала лежит в диапазоне от 100 Гц до 50 кГц. Для балансировки микросхемы DA1 используются два потенциометра. Потенциометр R14 устанавливает равные между собой напряжения на выводах 6 и 8 Регулировка уровня этих напряжений осуществляется с помощью потенциометра R16.

При работе с малыми амплитудами входного сигнала следует подбирать резисторы, подключаемые к выводам 5, 9 и 3, 11. К этим входам микросхемы должны быть подключены равные сопротивления. Подбором этих резисторов можно также скомпенсировать напряжение смещения нуля микросхемы.

Выходной дифференциальный сигнал преобразователя (DA1) поступает на ОУ DA2. С помощью ОУ DA2 значительно ослабляются синфазные помехи, которые приходят по цепям цитания на выход интегральной Микросхемы DAI Синфазные помехи могут возникнуть и в самой микросхеме, если она не сбалансирована. С помощью потенциометра R19 устанавливается нулевой сигнал на выходе при отсутствии входного сигнала. Для стабилизации ОУ К140УД5 к выводу 4 подключается корректирующая емкость 510 пФ.

Умножитель. Умножитель (рис. 15 22) собран на девяти микросхемах типа К.159НТ1, каждая из которых представляет собой два выполненных по единой технологии и близких по параметрам транзистора. Операция перемножения осуществляется в микросхемах DA4 и DA5. На выходе перемножителя стоят два повторителя с общим источником тока в эмиттерных цепях.

Этот каскад снижает уровень синфазных помех, которые проходят на выход перемножителя по цепям питания. На входе схемы помещен усилитель с коллекторной нелинейной нагрузкой, имеющей логарифмическую характеристику. Сигнал со Входа 1 проходит через этот каскад, который выполнен на DA1 и DA2, что позволяет расширить динамический диапазон входных сигналов. Микросхемы DA3 и DA7 выполняют функции термокомпенсированных генераторов тока. Поскольку в логарифмическом и перемножающем каскадах транзисторы подобраны по параметрам, то точность перемножения двух сигналов с частотами от 0,1 Гц до 100 кГц не хуже 1 %. Амплитуды входных сигналов могут меняться от 1 мВ до 1 В.

Рис. 15.21

Рис. 15.22

Рис. 15.23

Перемножитель. Перемножитель сигналов, достроенный На интегральной микросхеме К.140МА1 (рис. 15.23, с) позволяет работать на частотах до 15 МГц. С применением на входе устройства микросхем К140УД1 для согласования по постоянной составляющей полоса частот уменьшается до 1 МГц. Поскольку по опорному сигналу интегральная микросхема DA4 имеет экспоненциальную зависимость коэффициента передачи, то на выводы 5 и 9 этой микросхемы подается сигнал, предварительно логарифмируемый микросхемой DA3. Операция логарифмирования микросхемой осуществляется на нелинейной нагрузке, выполненной в виде транзисторов VT1 и VT2 в диодном включении.

В микросхеме DA3 для увеличения динамического диапазона по управляющему входу разность потенциалов между входами опорного сигнала подбирается в процессе настройки с помощью резистора R10. Это напряжение должно лежать в пределах 100 — 200 мВ. Для получения идентичности транзисторы желательно применять подобранными или использовать микросхему К.101КТ1.

Выходные парафазные сигналы микросхемы DA4 объединяются через микросхему DA5. Для входных сигналов от — 0,5 до +1,5 В погрешность составляет менее 0,5 %.

Минимальный сигнал, при ко тором схема удовлетворительно работает, равен 5 мВ. Работа схемы проиллюстрирована графиками рис. 15.23,6.

Извлечение корня. Извлечение корня из входного сигнала в схеме (рис. 1524) осуществляется за счет сравнения двух сигналов, входного сигнала и сигнала выхода ОУ DA1. На выходе этого ОУ формируется квадратичный сигнал. Квадрат напряжения на выходе микросхемы образуется за счет нелинейной ОС, напряжение которой снимается с диода VD1 Вольт-амперная характеристика диода не является идеально квадратичной. Регулировка формы характеристики схемы на ОУ DAI под «квадратичность> осуществляется резисторами R3 и R5. При точной настройке погрешность схемы около 1% для входного сигнала от 0 до 10 В.

Рис. 15.24

4. АППРОКСИМАТОРЫ

Однополярный преобразователь. Преобразование входного сигнала в схеме (рис. 15.25, о) осуществляется за счет поочередного подключения резистивных делителей к входу ОУ. Дискретно меняется коэффициент усиления усилителя за счет открывания очередного диода. В первоначальном состоянии диоды закрыты. Пороговые уровни устанавливаются с помощью потенциометров R5 — R8. С превышением входным сигналом порога диод открывается и на вход ОУ поступает потенциал, определяемый резисторами Rl — R4. Все потенциалы на входе усилителя суммируются. Процесс суммирования входных токов проиллюстрирован графиками на рис. 15.25, б.

Двухполярный преобразователь. Схема (рис. 15.26) состоит из двух симметричных частей: верхняя часть осуществляет преобразо-вание положительного значения входного сигнала, нижняя часть — отрицательного значения. В зависимости от характера установки движков потенциометров R7 — R11 схема может преобразовывать входной сигнал по Любому закону. Частным случаем может быть квадратичное преобразование. В т. 1 — 4 устанавливаются пороговые уровни, равные 1; 2; 3; 4 В. Точность установки может быть 10%. Сопротивления должны быть установлены потенциометрами R7 — R11 как можно точнее, поскольку это определяет правильность преобразования входного сигнала.

Чтобы устранить влияние порога открывания диода VD2, который должен проводить с нулевого входного сигнала, в цепь отрицательной обратной связи ОУ DA1 включен диод VD1. Кроме того, этот диод осуществляет частичную термокомпенсацию всех остальных диодов. В схеме используются диоды матриц КД908А или КД917А.

Диодный преобразователь. Передаточная функция преобразователя (рис. 15.27, а) формируется нелинейной ООС. С увеличением амплитуды выходного сигнала происходит поочередное включение диодов. С переходом диода в проводящее состояние уменьшается общее сопротивление ООС. В зависимости от сопротивления резистора R1 наклон передаточной характеристики можно менять в широких пределах.

На схеме рис. 15.27, б нелинейное сопротивление ОС эквивалентно одному диоду с растянутой вольт-амперной характеристикой. Характеристики обеих схем проиллюстрированы на графиках.

Рис. 15.25

Рис. 15.26

Пороговый преобразователь. Преобразователь (рис. 15 28, а) имеет сложную ООС. При малых сигналах в цепи ОС включен резистор R5. По мере увеличения входного сигнала в цепь ОС включается резистор R4 при открывании последовательно включенного с этим резистором диода. Включение резистора R3 происходит при больших выходных сигналах при1 открывании двух последовательно с ним включенных диодов. В последнюю очередь включается резистор R2. Как видно из графика рис. 15.286, крутизна передаточной характеристики может легко корректироваться путем изменения сопротивления резистора R1.

Рис. 15.27

Рис. 15.28

Преобразователь с диодной регулировкой усиления. Коэффициент усиления схемы (рис. 15.29, а) зависит от прямого сопротивления диода VD1, которое нелинейно меняется от приложенного напряжения. На рис. 15.29, б приведено семейство передаточных характеристик схемы в зависимости от сопротивления резистора R5. Меняя сопротивление резистора R5, можно получить передаточные характеристики разнообразной форма.

Возможности этой схемы расширятся, если применить два и более последовательно включенных диодов. Характеристика схемы с двумя дирдами также приведена на рис. 15 28, б.

Нелинейный преобразователь на ОУ. В преобразователе (рис. 15.30) используется принцип изменения коэффициента усиления ОУ DA1 в зависимости от амплитуды входного сигнала. Ко-эффициент усиления меняется с изменением эквивалентного сопротивления в т. 5 K=2R3/R4. Сопротивление резистора R4 меняется за счет подключения резисторов R5 — R8. Эти резисторы включаются после того, как сигнал в т. 5 превысит пороговые уровни в т. 1 — 4. Эти уровни можно выбирать любыми в зависимости от формы передаточной функции схемы. Для квадратичной передаточной функции в т. 1 — 4 можно принять пороги 0,1; 0,2; 0,3; 0,4 В. Когда входной сигнал превысит уровень 0,1 В, параллельно резистору R4 подключится резистор R5. Коэффициент усиления DAI увеличится. При превышении входным сигналом уровня 0,2 В дополнительно подключится и резистор R6. Таким- способом можно смоделировать любую возрастающую передаточную функцию. Число пороговых ОУ можно выбрать сколь угодно большим и с любой дискретностью пороговых уровней.

Рис. 15.29

Рис. 15.30

Рис. 15.31

Преобразователь формы сигнала. Устройство (рис. 15.31, а) преобразует сигнал треугольной формы в синосоидальную. В качестве преобразователя используется переменное сопротивление полевого транзистора. При малых напряжениях на входе ОУ коэффици; ент передачи K=R4/Rпт при Rпт — lfs, т. е. JK — SRt, где Ra т и S — сопротивление и крутизна полевого транзистора при напряжении на затворе, близком к нулю. С увеличением входного напряжения сопротивление полевого транзистора увеличивается. Коэффициент передачи ОУ уменьшается. В результате на выходе появляется сигнал не с острой вершиной, а с гладкой.

Степень приближения плавного выходного сигнала к гармоническому виду зависит от нелинейности напряжения на затворе, а также от сопротивления резистора R1. Сопротивление резистора R4, при котором на выходе получается гармонический сигнал, зависит от крутизны полевого транзистора. Оптимальный режим достигается при сопротивлении резистора около 200 Ом. При увеличении сопротивления резистора R4 передаточная характеристика станет выпуклее. При уменьшении сопротивления резистора характеристика будет более пологой (рис. 15.31,6).

5. ФАЗОСДВИТАЮЩИЕ СХЕМЫ

Фазовое звено. Фазосдвигающее звено (рис. 15.32, а) работает в диапазоне частот от 0 до 20 кГц. Звено имеет передаточную функцию UВых/Uвх=(1 — jwR3C1)/(l+ jwR3C1). ф= = 1/2 arctgR3C1. а звено (рис. 15.32, б) — передаточную фазовую функцию tgф== — 2wR3C1/l — w2(R3C1)2. Коэффициент усиления на всех частотах равен единице. Фаза выходного сигнала зависит от частоты. Если соединить последовательно три таких звена, то общее усиление не меняется, а фазовый сдвиг меняется в пределах от 0 до 540°. В первом звене происходит отставание выходного сигнала относительно входного, а для второго звена выходной сигнал опережает входной. Зависимости фазового угла от емкости фа-зосдвигающего конденсатора приведены на рис. 15.32, в.

Транзисторное фазовое звено. Фазосдвигающая цепочка (рис. 15.33, о) построена на основе интегратора, выполненного на транзисторе. Постоянная времени цепочки определяется элементами R1, R2, R3, С2 и коэффициентом усиления схемы. Усиление определяется отношением сопротивлений резисторов K=R4/R5. Фазовая характеристика проиллюстрирована на графике рис. 15.33, б.

Фазовращатель на 130°. Фазовращатель (рис. 1534, о) позволяет изменять фазу входного сигнала в пределах от 0 до 180° при неизменной амплитуде выходного сигнала. Изменение фазы сигнала осуществляется на элементах R7, СЗ и R8, С4. Цепь R7, СЗ обеспечивает отставание по фазе от 0 до 90°, а цепь R8, С4 — опережение от 0 до 90°.

При R7=R8=R и СЗ=С4 = С фаза выходного сигнала определяется выражением ф=arctg[2wRC/(l — w2R2С2) ].

Рис. 15.32

Рис. 15.33

Эмиттерные повторители имеют большое входное сопротивление, в результате исключается шунтирование конденсаторов СЗ и С4 при малых сопротивлениях резисторов R7 и R8. На рис. 15 34, б приведена зависимость угла поворота от сопротивления R7=R8.

6. ИНТЕГРАТОРЫ, ДИФФЕРЕНЦИАТОРЫ

Простой интегратор. В цепь ООС ОУ (рис. 15.35, а) включен конденсатор. Постоянная времени интегратора зависит от номиналов R1 и С1 и коэффициента усиления ОУ. Указанные на схеме номиналы реализуют верхнюю частоту полосы пропускания АЧХ 35 Гц. Рабочий диапазон интегратора начинается с частоты выше 40 Гц. На рис. 15.35, б представлена АЧХ интегратора.

Рис. 15.34

Составной интегратор. Фильтр нижних частот (рис. 15.36, .а) по своим характеристикам близок к интегратору с граничной частотой 200 Гц. В схеме осуществляется комбинированная фильтрация высокочастотных составляющих входного сигнала. Первая ступень состоит из цепочки R1, С1, а вторая — из R3, С2. На рис. 15.36, б, приведена АЧХ интегратора.

Рис. 15.35

Фильтровый интегратор. В качестве Интегратора (рис. 15.37, а) применяется Т-образный ФНЧ с полосой пропускания 30 Гц. Амплитудно-частотная характеристика интегратора приведена на рис. 15.37, б.

Регулируемый интегратор. Интегратор (рис. 1538, а) построен с таким расчетом, чтобы можно было менять полосу пропускания с помощью потенциометра в цепи ООС. Можно принять резисторы R2 и R3 как части одного потенциометра. При изменении резисторов меняется коэффициент усиления: для кривой 1 R2=100 кОм, R3= = 10 кОм, Дf=14 кГц; для кривой 2 R2=100 кОм, R3=100 кОм, Дf = 8 кГц; для кривой 3 R2=10 кОм, R3=10 кОм, Af = 2,5 кГц. Соответствующие примерам АЧХ приведены на графике рис. 15.38,6.

Интегратор на ОУ. Интегратор (рис. 15.39, а) построен таким образом, что накопительный конденсатор подключен одним выводом к общей шине. Это позволяет сбрасывать накопленную энергию на конденсаторе. Интегратор может работать в дискретном режиме. Верхняя частота полосы пропускания АЧХ 130 Гц. Коэффициент усиления в полосе пропускания составляет 200. Амплитуда входного сигнала 3 мВ. На рис. 15 39, б приведенд АЧХ интегратора.

Транзисторный интегратор. Интегратор на транзисторах (рис. 15.40, а) имеет большой динамический диапазон. Этот диапазон можно увеличить изменением питающих напряжений. С помощью подбора сопротивления резистора R2 можно менять постоянную времени интегратора. В указанных на рисунке графиках наблюдается прямая зависимость между параметрами интегратора-для R2=10 кОм Дf=1,5 кГц, а для R2=25 кОм Дf=600 Гц (рис. 15.40, б).

Рмс. 15.36

Рис. 15.37 Рис. 15.38

Рис. 15.39

Рис. 15.40

Рис. 15.41

Сбрасываемый интегратор. Сброс интегратора (рис. 1541, а) осуществляется при поступлении на управляющий вход положительного импульса. Первый транзистор работает в нормальном режиме. При напряжении на интегрирующем конденсаторе больше 0,7 В транзистор VII обладает достаточным коэффициентом передачи тока и шунтирует значительный ток. При напряжении на конденсаторе меньше 0,7 В коэффициент передачи транзистора падает. Для уменьшения остаточного напряжения на конденсаторе исполь зуется инверсное включение транзистора VT2. В этом случае неподобранные транзисторы дают около 20 мВ. На рис. 1541, б приведена зависимость остаточного напряжения от управляющего

Рис. 15.42

Интегратор на ОУ со сбросом на транзисторах. Интегратор (рис. 15 42, а, б) построен на ОУ, в цепь ООС которого включен конденсатор.

Для разряда конденсатора в схему введены два транзистора, которые находятся в закрытом состоянии. С приходом уп равляющего напряжения положительной полярности один из транзисторов открывается. При любой полярности выходного сигнала ОУ транзисторп работают в нормальном режиме. Через этот транзистор протекает основной ток разряда конденсатора. Инверсное включение транзистора уменьшает остаточное напряжение на конденсаторе. Зависимость остаточного напряжения от управляющего сигнала показана на рис. 15 42, в. Время разряда конденсатора с б В до 10 мВ составляет меньше 1 икс.

Рис. 15.43

Интегратор с разрядным полевым транзистором. В качестве разрядного ключа в сбрасываемом интеграторе (рис. 15.43, а) применен полевой транзистор. В нормальном состоянии он закрыт. С приходом управляющего сигнала транзистор открывается и входит в насыщение. В зависимости от амплитуды управляющего сигнала остаточное напряжение может менять знак. Это связано с тем, что часть управляющего напряжения проходит через открытые n-р переходы полевого транзистора. На графиках рис. 15.43, б, в приведены характеристики интегратора.

Рис. 15.44

Увеличение постоянной времени RС--цепи. Для сравнительно небольших номиналов цепочки RC устройство (рис. 15.44) позволяет получить большие постоянные времени интегрирования. Постоянная времени цепочки R3, С увеличивается в 104 раз. Выходные сигналы ОУ являются противофазными. Дрейф и уровень шума определяются- так же, как для усилителя с замкнутой ОС. Поскольку коэффициент усиления интегральной микросхемы DA2 равен единице, то общее усиление определяется коэффициентом усиления первой микросхемы.

Рис. 15.45

Транзисторный дифференциатор. Дифференциатор (рис. 15.45, а) построен на основе транзисторного каскада с ОБ. Частотные характеристики для низких и высоких частот показаны на рис. 15.45, б. Как видно из рисунков, амплитуда выходного сигнала пропорциональна частоте.

На высоких частотах при С1< 10 нф наблюдается явление резонанса, которое обусловлено паразитными емкостями транзисторов.

7. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СИГНАЛОВ

Пороговый преобразователь входного сигнала. Схема (рис. 15.46, а) осуществляет поочередное включение светодиодов, подсоединенных к выходам ОУ. Диоды включены таким образом, что при включении последующего диода выключается предыдущий. Это достигается тем, что пороги- открывания ОУ различны: у усилителя DA1 минимальный порог, а у усилителя DA3 — максимальный. У всех закрытых ОУ выходные напряжения имеют минусовое значение. С включением первого усилителя через первый светоднод протекает ток, он светится. Когда включается второй усилитель, загорается второй светодиод, а первый выключается, поскольку выходные напряжения первых двух усилителей будут равны.

Рис. 15.46

Если вместо светодиодов поставить транзисторы, то в зависимости от уровня входного сигнала будет включаться определенный транзистор и через его коллектор потечет ток. Ток регулируется эмиттерными резисторами. На схеме (рис. 15.46, б) ток равен 10 мА.

Квантующий преобразователь. Устройство служит для квантования входного сигнала на дискретные уровни и отображения его на светодиодном экране. Схема (рис, 15.47) состоит из двух парал-лельцых рядов ОУ (компараторов). Каждый ОУ имеет свой порог открывания. Микросхемы DAI — DA9 имеют пороги открывания, установленные с дискретностью 50 мВ, а ОУ DA10 — DA19 имеют пороги с дискретностью 500 мВ. Входной сигнал поступает одновременно на все входы ОУ. При нулевом входном сигнале ОУ DAI — DA9 будут иметь на выходе положительные напряжения, а DA10 — DA19 — отрицательные. Когда входное напряжение достигнет 50 мВ, переключится ОУ DA9. При дальнейшем увеличении входного сигнала будут поочередно включаться ОУ DA8 — DA1. Микросхема DA1 переключится при входном напряжении 450 мВ. Когда напряжение на входе достигнет 500 мВ, переключится ОУ DA19. На выходе микросхемы появится напряжение положительной полярности, которое пройдет через диод VD9 на транзистор VT9. Полевой транзистор включен в режим генератора тока.

С по мощью резистора R29 устанавливается ток стока 1 мА. Этот ток при Протекании через резисторы R2 — R10 изменит пороги переключения микросхем DAI — DA9. У микросхемы DA9. порог составляет 550 мВ, а у микросхемы DA8 — 600 мВ и т. д. Микросхемы DAI — DA9 вновь начнут отслеживать входной сигнал. Когда входной сигнал достигнет уровня 1 В, сработает микросхема DA18, которая снова изменит пороги срабатывания, микросхем DAI — DA9. Этот процесс периодически будет повторяться до максимального значения входного сигнала, равного 5 В. Для настройки преобразователя необходимо значительное внимание уделить стабильности ОС, вводимой через транзисторы. Следует с большой точностью устанавливать пороги открывания микросхем.

Рис. 15.47

Рассмотренную схему можно применить как преобразователь аналог — код, если на выходе ОУ поставить дополнительные логические элементы.

Рис. 15.48

Преобразователь «напряжение — частота». Входной сигнал отрицательной полярности подается на вход интегратора (рис 1548 а) Напряжение на выходе ОУ DA1 ллавно нарастает: Микросхема DA2 закрыта напряжением с потенциометра R4, Отрицательное выходное напряжение этого ОУ закрывает транзистор. Когда напряжение на интеграторе превысит напряжение на потенциометре (2 В) ОУ DA2 переключится. Положительное напряжение откроет транзистор. Произойдет разряд конденсатора. Если входной сигнал меняется от 0,1 до 3 В, то частота линейно меняется от 100 Гц до 10 кГц. Линейный закон изменения частоты выходного сигнала от амплитуды входного выполняется с точностью ±1 % (рис 1548 б)

Рис. 15.49

Рис. 15.50

Преобразователь «напряжение — время». Операционные усилители DA1 и DA2 преобразователя (рис. 15.49) образуют генератор треугольных импульсов. Микросхема DA2 выдает на выходе прямоугольные импульсы, амплитуда которых определяется стабилитронами. Микросхема DA1 интегрирует эти прямоугольные импульсы « формирует треугольные.

Частоту импульсов можно регулировать в пределах от 0,05 до 4 Гц Выходной сигнал генератора треугольных импульсов суммируется с сигналом на входе Нуль-индикатором является ОУ DA3. В момент равенства слагаемых сигналов ОУ переключается. Длительность выходного сигнала обратно пропорциональна амплитуде входного. Максимальная амплитуда выходного сигнала зависит от напряжения на стабилитроне VDL Линейный преобразователь «напряжение — частота» При действии на входе ОУ DA1 преобразователя (рис. 1550, а) положительного напряжения происходит заряд конденсатора С1. Напряжение на входе ОУ DA2 постепенно увеличивается. Когда это напряжение достигнет порогового уровня E2, ОУ DA2 переключится и положительное напряжение на его выходе откроет транзистор VT1. Конденсатор С1 быстро разрядится через транзистор. После этого начинается новый цикл заряда конденсатора. Частота следования импульсных сигналов на выходе микросхемы DA2 определяется выражением f=E1/E2R1C. Если транзистор обладает большим неуправляемым коллекторным током, то следует между базой и эмиттером включить резистор сопротивлением 10 кОм. Работа схемы проиллюстрирована графиком на рис. 15,50, б.

Содержание раздела